近年来，SPWM逆变器已经在许多交流电能调节系统中得到广泛应用，相对于半桥而言，全桥逆变器的开关电流减小了一半，因而更适合于大功率场合。在SPWM全桥逆变器中，为实现输入输出之间的电气隔离和得到合适的输出电压幅值，一般在输出端接有基频交流变压器。而在输出变压器中，由于各种原因引起的直流偏磁问题致使铁心饱和，从而加大了变压器的损耗，降低了效率，甚至会引起逆变器颠覆，严重影响了SPWM全桥逆变器的正常运行，必须采取措施加以解决。

　　随着高频开关器件的发展，模拟瞬时值反馈控制使SPWM逆变器获得了优良的动态响应特性和较小的谐波畸变率。但模拟控制存在着分散性大、温度漂移及器件老化等不利因素，因而给设备调试及维护造成许多困难。数字控制克服了模拟控制的上述缺点，并具有硬件简单、调试方便、可靠性高的优势，因而引起了高度的重视。 本文在对SPWM全桥逆变器中输出变压器直流偏磁机理分析的基础上，提出了一种数字PI控制方案，通过采样输出变压器原方电流来调整触发脉冲宽度。该方案利用DSP芯片TMS320F240在一台全数字化6kW、400Hz中频逆变电源上得以实现，实验结果表明所提出的方案较好地抑制了输出变压器的直流偏磁。

　　2 直流偏磁

　　DSP控制的SPWM全桥逆变器如图1所示。直流偏磁是指由于输出变压器原边电压正负波形不对称，引起变压器铁心工作磁滞回线中心点偏离零点，从而造成磁工作状态不对称的现象。变压器工作时，磁感应强度B的变化率为B=dt(1)

　　励磁电流Iμ的变化率为Iμ=dt(2)

　　图1DSP控制的SPWM全桥逆变器

　　图2无直流偏磁时波形图

　　(a)SPWM波形(b)磁感应强度B

　　(a)SPWM波形(b)磁感应强度B

　　图3有正直流偏磁时波形图

　　式中：U1——变压器原边电压;

　　N1——变压器原边绕组匝数;

　　Ae——变压器铁心截面积;

　　Lo——变压器铁心磁路长度;

　　μ0——空气磁导率;

　　μr——变压器铁心相对磁导率。

　　如图2所示，在SPWM全桥逆变器中，若输出变压器原边电压正负半周波形对称，正负半波伏秒积相等，铁心磁工作点将以原点为中心沿着磁滞回线对称地往复运动。反之，若输出变压器原边电压正负波形不对称，正负半波伏秒积不等，则使正负半波磁感应强度幅值不同，磁工作区域将偏向第一或第三象限，即形成直流偏磁如图3所示。

　　造成原边电压正负波形不对称的原因，主要有以下几个方面：

　　1)由于主电路中功率开关管导通时饱和压降不同，使得加在变压器原边的电压正负波形幅值不等;

　　2)由于控制系统中正弦调制波或三角载波存在直流分量;或是由于四路脉冲分配及死区形成电路不对称;或是由于采用波形校正技术来对脉宽进行动态调节;或是由于主电路中功率开关管关断时的存储时间不一致;使得加在变压器原边的电压正负波形脉宽不等; 3)由于SPWM逆变器在短路保护或关机时采用驱动脉冲瞬时封锁法，工作周期不完整，导致变压器铁心的剩磁过高，使得变压器铁心的磁工作区域偏离零点。

　　由上述分析可知，在SPWM全桥逆变器中必然存在着直流偏磁。如前所述，直流偏磁会导致铁心饱和，不仅加大了变压器的损耗，降低了效率，增大了噪声;而且使两路功率开关管中的电流不平衡，降低了管子的有效利用率。如果偏磁继续积累，铁心进入深度饱和，磁工作点进入非线性区，变压器铁心相对导磁率μr将迅速减小。由式(2)可见，这将导致励磁电流Iμ迅速增大，甚至会引起逆变颠覆，使功率开关管因过流而损坏，严重影响了SPWM全桥逆变器的正常运行，因此必须采取措施加以解决。

　　为解决SPWM全桥逆变器中存在的直流偏磁问题，一般可采取如下措施：

　　1)变压器铁心加气隙，增加铁心的磁阻，提高变压器抗直流偏磁的能力;磁通密度按单相工作状态选取，但这样却降低了铁心的利用率，增大了变压器的体积和重量。

　　2)变压器原边绕组串接一个无极性隔直电容，这种方案一般仅适合于小功率逆变电源，而不适合于中大功率逆变电源。这一方面是因为无极性电容耐压和容量的限制，需要大量的电容进行串并联，从而大大增加了成本、体积和重量;另一方面是因为主电路中串入隔直电容，降低了功率传递效率，影响了逆变器的动态特性。

　　3)选择饱和压降和存储时间特性一致的功率开关管用于SPWM全桥逆变器，减小控制电路的脉宽失真和驱动延时。

　　4)在动态情况下限制控制信号的最大变化率，使正负半波尽量对称，但这样却降低了逆变器的动态响应速度。

　　5)逆变器采用软启动和软关机技术，使变压器

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